(06)中国移动多媒体广播(CMMB)系统技

李 栋

（中国传媒大学信息工程学院）

0、引言

国家广播电影电视总局于2006年发布了关于移动多媒体广播的行业标准：GY/T220.1-2006 《移动多媒体广播 第1部分：广播信道帧结构、信道编码和调制》（自2006年11月1日起实施）以及GY/T220.2-2006 《移动多媒体广播 第2部分：复用》（自2006年12月1日起实施）。标准中的中国移动多媒体广播（China Mobile Multimedia Broadcasting— CMMB）系统，是由在广电总局的领导下，由广播科学研究院等单位组成的“移动多媒体广播CMMB技术工作组”开发的。

移动多媒体广播是指通过卫星和地面无线广播方式，供七寸以下小屏幕、小尺寸、移动便携的手持终端如手机、PDA、MP3、MP4、数码相机、笔记本电脑等接收设备，随时随地接收广播电视节目和信息服务等业务的系统 。

CMMB系统适用于在广播业务频率范围内，通过卫星和/或地面无线传输视频、音频与数据信息等多媒体信号。是一种可在复杂的无线传输环境下,面向手持应用的先进传输技术。CMMB适合于30MHz-3000 MHz的频率范围，信道带宽可以选择为2MHz或者8MHz，在这样的带宽内，可同时提供一路或多路独立的广播信道。CMMB系统为了满足不同业务、不同传输环境对信号质量的不同要求，信道支持多种编码与调制方式。

1、广播信道物理层结构

广播信道物理层通过物理层逻辑信道（PLCH）承载上层业务的传输通道，每个物理层逻辑信道独立编码调制，可以占用一个或多个时隙。一个时隙是指物理层信号帧中的长度为25ms的一段时间。物理层逻辑信道分为控制逻辑信道（CLCH）和业务逻辑信道（SLCH），分别用于承载广播系统配置信息与广播业务信息。物理层中唯一的固定的控制逻辑信道，在系统的0时隙传送。业务逻辑信道的数量可以为1-39个，每个业务逻辑信道可以占不同的整数个时隙。图1所示是物理层逻辑信道的结构。

CLCHSLCH0SLCH1PLCHSLCHkSLCHN信道编码、调制、时隙分配时隙0时隙1时隙2时隙3时隙4时隙5时隙k时隙k＋1时隙k＋2时隙38时隙39 1

图1 物理层逻辑信道结构

物理层中控制逻辑信道采用固定的信道编码与调制方式：RS编码使用RS（240，240），低密度奇偶校验码（LDPC）使用的编码率为1/2；星座映射为二相相移键控（BPSK）。 物理层业务逻辑信道的编码与调制方式可根据系统需要灵活配置，配置模式通过“配置信息”传送给终端设备。物理层选用不同的编码和调制参数，系统能提供不同的传输净数据率，如表1所示。

表1 系统可提供的净数据率 信道配置 带宽 星座映射 BPSK BPSK BPSK BPSK QPSK Bf8MHz 每时隙净荷 RS编码 (240,176) (240,224) (240,176) (240,224) (240,176) (240,224) (240,176) (240,224) (240,176) (240,224) (240,176) (240,224) (240,176) (240,224) (240,176) (240,224) (240,176) (240,224) (240,176) (240,224) (240,176) (240,224) (240,176) (240,224) (kbps) 50.688 64.512 76.032 96.768 101.376 129.024 152.064 193.536 202.752 258.048 304.128 387.072 10.14 12.90 15.21 19.35 20.28 25.80 30.41 38.71 40.55 51.61 60.83 77.41 系统净荷 (Mbps) LDPC编码 1/2 1/2 3/4 3/4 1/2 1/2 3/4 3/4 1/2 1/2 3/4 3/4 1/2 1/2 3/4 3/4 1/2 1/2 3/4 3/4 1/2 1/2 3/4 3/4 2.046 2.585 3.034 3.843 4.023 5.101 6.000 7.617 7.976 10.133 11.930 15.165 0.409 0.517 0.607 0.768 0.805 1.020 1.200 1.524 1.595 2.027 2.386 3.033 QPSK QPSK QPSK 16QAM 16QAM 16QAM 16QAM BPSK BPSK BPSK BPSK QPSK Bf2MHz QPSK QPSK QPSK 16QAM 16QAM 16QAM 16QAM 2

从信号处理的角度看，物理层逻辑信道的功能方块图如图2所示。 物理层的输入信号为上层数据流，输出信号为射频信号。

上层数据流1RS编码和字节交织LDPC编码比特交织星座映射上层数据流2RS编码和字节交织LDPC编码比特交织星座映射上层数据流NRS编码和字节交织LDPC编码比特交织星座映射OFDM频域符号形成扰码OFDM调制成帧基带到射频的变换射频发射传输指示信息连续导频离散导频

图2 物理层逻辑信道信号处理流程

2、传输帧结构

时域中的传输帧的长度为1s,分为40个时隙（TS）。每个时隙为25ms,它包含1个信标和53个OFDM符号。传输帧的时隙划分及时隙的构成如图3所示。信标由发射机识别信号和跟着的两个相同的同步信号组成。

1s时隙0时隙1时隙39信标OFDM 符号 0OFDM 符号 125 msOFDM 符号 52

图3 传输帧的时隙划分及时隙的构成

2、1 发射机识别信号

发射机标识信号SID(t)为频带受限的伪随机信号，用于标识不同发射机。SID(t)长度记为TID，取值为36.0s。发射机标识信号表达为：

3

1SID(t)NIDNID1i0XID(i)ej2i(f)ID(tTIDCP),0tTID......................（1）

式中： NID ——发射机标识信号的子载波数

XID(i)——承载发射机标识序列的BPSK调制信号

(f)ID——发射机标识信号的子载波间隔，取值为39.0625kHz TIDCP——发射机标识信号的循环前缀长度，取值为10.4s

发射机标识信号的子载波数NID根据不同物理层射频带宽(Bf)取不同的值。当射频带宽为8MHz时，NID取256，当射频带宽为2MHz时，NID取64。

承载发射机标识序列的BPSK调制信号XID(i)由发射机标识序列TxID(k)映射产生，映射方式见式（2）和式（3）：

Bf8MHz：

1i9512TxID(i1),XID(i)0, i0或96i159.......................（2）

12TxID(i65),160i255Bf2MHz：

1i1812TxID(i1),XID(i)0,i0或19i44........................（3）

12TxID(i27),45i63发射机标识序列TxID(k)长度为191比特（Bf8MHz）或37比特（Bf2MHz）的伪随机序列，共有256个。其中序列0- 127为表示发射机所处地区的标识，插入到信号帧的偶数

时隙（第0、2、4、、、、、、、时隙）传送。序列128-255为表示同一地区内不同发射机的标识，插入到信号帧的奇数时隙（第1、3、5、、、、、、、时隙）传送。发射机标识序列由十六进制序列定义，该十六进制序列按照最高有效比特在先的顺序映射为二进制发射机标识序列。

2 、2 同步信号

同步信号Sb(t)为频带受限的伪随机信号，长度记为Tb，取值为204.8s。同步信号由式（4）定义：

1Sb(t)NbNb1i0Xb(i)ej2i(f)bt,0tTb.................（4）

式中：

Nb——同步信号的子载波数

Xb(i)——承载二进制伪随机序列PNb(k)的BPSK调制信号 (f)b——同步信号的子载波间隔，取值为4.8828125kHz

同步信号的子载波数Nb根据不同物理层带宽(Bf)不同，分别取2048（Bf8MHz）或512（Bf2MHz）。

承载二进制序列伪随机PNb(k)的BPSK调制信号Xb(i)由PNb(k)映射产生，映射方式见式

4

（5）和式（6）：

Bf8MHz：

1i76812PNb(i1),Xb(i)0,i0或769i1279......................（5）

12PN(i512),1280i2047bBf2MHz：

1i15712PNb(i1),Xb(i)0,i0或158i354......................（6）

12PN(i198), 355i511b二进制伪随机序列PN(k)由图4所示的线性反馈移位寄存器产生，生成多项式为：

x11x91。移位寄存器初始值对每个同步信号均相同，为01110101101。

b+01110101101

图4 同步信号伪随机序列生成器

2、3 OFDM符号

409.OFDM符号由循环前缀（CP）和OFDM数据体构成(见图5)。OFDM数据体长度（TU）为6循环前缀长度（TCP）为51.2s，OFDM符号长度（TS）为460.8s。

s，

CPOFDM数据体TCPTSTU

图5 OFDM符号

2、4 保护间隔

发射机标识信号、同步信号和相邻OFDM符号之间，通过保护间隔（GI）相互交叠，保护间隔的长度（TGI）为2.4s。相邻符号经过窗函数w(t)加权后，前一个符号的尾部GI与后一个符号的头部GI相互叠加，叠加方式见图6。窗函数w(t)定义见式（7）：

T0+T1TGI

图6 保护间隔间的交叠

5

0.50.5cos(t/TGI), w(t)1, 0.50.5cos((TTt)/T),01GI

0tTGITGItT0T1TGIT0T1TGItT0T12TGI

......（7）

式中：

T0为数据体长度， T1为循环前缀长度，T0与T1的取值见表2

表2 T0和T1取值 信号 发射机标识信号 同步信号1） OFDM符号

保护间隔信号的选取方式如图7所示。

复制T0 (s) 25.6 409.6 409.6 T1(s) 10.4 0 51.2 GICP数据体GITGIT1T0TGI复制

图7 保护间隔信号选取

3、相关子系统

3、1 RS编码和字节交织

RS编码和字节交织按照按列输入和输出，按行编码的方式进行。RS码采用码长为240字节的RS(240,K)截短码。该码由原始的RS（255,M）系统码通过截短产生,其中M=K+15。K为一个码字中信息序列的字节数，校验字节数为(240－K)。RS(240,K)码提供4种模式，分别为K=240，K=224，K=192，K=176。

RS码的每个码元取自域GF(256)，其域生成多项式为p(x)x8x4x3x21。

截短码RS(240,K)采用如下方式进行编码：在K个输入信息字节(m0,m1,,mK1)前添加15个全“0”字节，构造为原始的RS（255,M）系统码的输入序列(0,0,,0,m0,m1,,mK1)，编码

6

,,p255M1)，再从码字中删去添加的字节，即得到240后生成码字(0,0,,0,m0,m1,,mK1,p0,p1字节的截短RS码码字(m0,m1,,mK1,p0,p1,,p255M1)。

字节交织器为块交织器，结构见图8。字节交织器的列数固定为240，与RS码的码长相同，交织深度由行数MI确定。字节交织器按列划分为信息区（图8左边阴影区）和校验区（图8右边非阴影区）。字节交织器的分区与RS码相适配。采用RS(240,K)时，字节交织器的第0列至第(K-1)列存放信息字节。字节交织器中的每个字节由其在交织器中的坐标表示，例如位于交织器中第s行第t列的字节记为Bs,t

上层数据流输入字节交织器的方式是：二进制比特流按照低位优先的方式划分为字节，逐字节按列填充至字节交织器，字节交织器填充的列序号由0至(K-1)升序排列。填充第k列时，首先填充B0,k字节，依次填充直至BM1,k字节，第k列填充完成，下一字节填充至第k+1

I列的第0字节，直至第(K-1)列的第(MI-1)个字节。

在字节交织器的第r行中0rMI1,信息区组成一个长度为K的信息序列

BBr,0,Br,1,,Br,K1，作为RS(240,K)码的输入。RS(240,K)码的输出码字为

r,0,Br,1,,Br,K1,pr,0,pr,1,,pr,239K ，其中pr,0,pr,1,,pr,239K 为(240-K)个校验字节。校验字

节pr,i,(0i239K)填充至字节交织器的Br,K至Br,239字节。

字节交织器按列顺序输出。首先输出第0列数据，直至输出第239列数据。输出第k列数据时0k239，依次输出B0,k，B1,k，„„，BM1,k字节。字节交织器中的全部字节（MI×240

I字节）映射在整数个完整时隙上发送，其中字节交织器的B0,0字节总是在时隙的起始点发送。

字节交织器包括三种模式，每种模式下行数MI取值规则见表3。其中，当Bf2MHz时，交织模式由星座映射和LDPC码率决定：交织模式1、2、3分别仅用于BPSK、QPSK、16QAM星座映射。

表3 字节交织器参数MI 1/2 LDPC码 3/4 LDPC码 交织模式1 MI=72 MI=108 Bf8MHz 交织模式2 MI=144 MI=216 交织模式3 MI=288 MI=432 交织模式1 MI=36 MI=54 Bf2MHz 交织模式2 MI=72 MI=108 交织模式3 MI=144 MI=216 7

K240-KMIRS编码

图8 字节交织器与RS（240，K）编码

3、2 LDPC编码

经过RS编码和字节交织的传输数据按照低位比特优先发送的原则将每字节映射为8位比特流，送入低密度奇偶码（LDPC）编码器。字节交织器的B0,0字节的最低位映射在LDPC输入比特块的第一个比特。LDPC编码配置见表4。

表4 LDPC编码配置 码率 信息比特长度K 码字长度N 1/2 4608 比特 9216 比特 3/4 6912 比特 9216 比特

LDPC输出码字Cc0,c1,,c9215由输入信息比特Ss0,s1,,sK1和校验比特

Pp0,p1,,p9215K组成，见式（8）：

p 0i9215KcCOL_ORDER(i)i......................（8）

s 9216-Ki9215iK9216式中：

COL_ORDER(i)为码字比特映射向量，在技术规范中的附录

C可以查到。

K为LDPC码信息比特长度，取值见表5。

LDPC编码的校验比特Pp0,p1,,p9215K根据校验矩阵H求解如下方程得出：

HCT0.......................................（9）

式中：

0为9216K行1列的全0列矢量

H为LDPC奇偶校验矩阵，定义在技术规范中的附录D中给出。

3、3 比特交织

8

LDPC编码后的比特送到比特交织器进行交织。比特交织器采用MbIb的块交织器，Mb和Ib的取值见表5。 LDPC编码后的二进制序列按照从上到下的顺序依次写入块交织器的每一行，直至填满整个交织器，再从左到右按列依次读出（见图9）。

比特交织器的输出与时隙同步，即时隙中传送的第一个比特始终定义为比特交织器输出的第一个比特。

表5 比特交织器参数取值 Mb Ib Bf8MHz 384 360 Bf2MHz 192 144

x2IbxIbx0x2x1x0x0xIbx2IbxM1Ibbx1xIb1x2Ib1xMb1Ib1x2xIb2x2Ib2xMb1Ib2xIb1x2Ib1x3Ib1xMbIb1

图9 比特交织

3、4 星座映射

经过比特交织后的比特流b0,b1,b2,映射为BPSK、QPSK或16QAM符号流发送。各种符号映射加入功率归一化因子，使各种符号映射的平均功率趋向一致。。

3、4、1 BPSK

BPSK映射每次将1个输入比特bi,i0,1,2,映射为I值和Q值，映射方式见图10，星座图中已经包括了功率归一化因子。

Q比特顺序：b01212012I112

9

图10 BPSK星座映射

3、4、2 QPSK

QPSK映射每次将2个输入比特b2ib2i1,i0,1,2,映射为I值和Q值，映射方式见图11，星座图中已经包括了功率归一化因子。

Q比特顺序：b1b00021011212I111201

图11QPSK星座映射

3、4、3 16QAM

16QAM映射每次将4个输入比特b4ib4i1b4i2b4i3,i0,1,2,映射为I值和Q值，映射方式见图12，星座图中已经包括了功率归一化因子。

Q1000101031000100000比特顺序：b3b2b1b01001310101111011000111100001310I11011111110011101011100111031001100100

图12 16QAM星座映射

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3、5 频域OFDM符号形成

将数据子载波与离散导频和连续导频复接在一起，组成OFDM频域符号。每个OFDM符号包括NV个有效子载波，NV取值见式（10）：

3076, Bf8MHz.............................（10） NV628, B2MHzf将每个时隙中第n个OFDM符号上的第i个有效子载波表示为

Xn(i),i0,1,NV1;0n52。OFDM符号的有效子载波分配为数据子载波、离散导频和连续

导频，分配方式如图13所示。

NV„„„„1 TS„„„„„„„„„„„„连续导频离散导频数据

图13 信号分布图案

3、5、1 连续导频和传输指示信息

在同一时隙的每个OFDM符号上传送相同信息的子载波称为连续导频。射频带宽为Bf8MHz时，每个OFDM符号中包括82个连续导频；Bf2MHz时，每个OFDM符号包括28个连续导频。连续导频在OFDM符号中的位置见表6。

表6 连续导频在OFDM符号中的位置 Bf8MHz Bf2MHz 0, 22, 78, 92, 168, 174, 244, 0, 20, 32, 72, 88, 128, 146, 274, 278, 344, 382, 424, 426, 496, 154, 156, 216, 220, 250, 296, 313, 连续导500, 564, 608, 650, 688, 712, 740, 314, 330, 388, 406, 410, 470, 472, 频 772, 846, 848, 932, 942, 950, 980, 480, 498, 538, 554, 594, 606, 627 1012, 1066, 1126, 1158, 1214,

11

1244, 1276, 1280, 1326, 1408, 1508, 1537, 1538, 1666, 1736, 1748, 1794, 1830, 1860, 1916, 1948, 2062, 2094, 2124, 2132, 2226, 2228, 2302, 2334, 2386, 2424, 2466, 2510, 2578, 2648, 2650, 2692, 2796, 2800, 2830, 2900, 2982, 2996, 3052, 3075 1378, 1566, 1798, 2008, 2142, 2362, 2574, 2730, 2906, 每个连续导频采用BPSK调制方式传送1比特信息。其中，部分连续导频（位置见表7）用于传送16比特传输指示信息，其余连续导频传送固定比特“0”。

表7 用于传输指示信息的连续导频编号 Bf8MHz Bf2MHz 比特 指示信息 0 22、650、1860、2466 20 时隙号 1 78、688、1916、2510 32 时隙号 2 92、712、1948、2574 72 时隙号 3 168、740、2008、2578 88 时隙号 4 174、772、2062、2648 128 时隙号 5 244、846、2094、2650 146 时隙号 6 274、848、2124、2692 154 字节交织器同步标识 7 278、932、2132、2730 156 配置变更指示 8 344、942、2142、2796 470 保留 9 382、950、2226、2800 472 保留 10 424、980、2228、2830 480 保留 11 426、1012、2302、2900 保留 12 496、1066、2334、2906 保留 13 500、1126、2362、2982 保留 14 564、1158、2386、2996 保留 15 608、1214、2424、3052 保留 表中：

比特0～比特5：当前时隙号（高位映射在比特0），取值范围0～39； 比特6：字节交织器同步标识，为1时标识本时隙为字节交织器起始时隙； 比特7：配置变更指示，采用差分调制的方式指示终端广播信道物理层配置参数变更。

差分方式如下：假设上一帧比特7传送的是a（0或者1），而物理层配置将在下一帧发生变更，则在本帧中传送a并保持下去，直到下次变更的前一帧。

比特8～比特15：保留

3、5、2 离散导频

离散导频发送已知符号10j。每个时隙中第n个OFDM符号中离散导频对应的有效子载波编号m取值规则见式（11）和式（12）：

12

Bf8MHz：

ifmod(n,2)0p0,1,2,,1918p1,m8p3,p192,193,194,,383ifmod(n,2)1p0,1,2,,1918p5,m8p7,p192,193,194,,383.........................（11）

Bf2MHz：

ifmod(n,2)0p0,1,2,,388p1,m8p3, p39,40,41,,77..........................（12）

mod(n,2)1p0,1,2,,388p5,m8p7, p39,40,41,,77if3、5、3 数据子载波

每个OFDM符号的有效子载波中除离散导频和连续导频外的子载波为数据子载波。Bf8MHz时，每个时隙中共有138330个数据子载波，其中前138240个数据子载波用于承载星座映射后的数据符号，最后90个数据子载波填充0＋0j。Bf2MHz时，每个时隙中共有27666个数据子载波，其中前27648个子载波用于承载星座映射后的数据符号，最后18个数据子载波填充0＋0j。

3、6扰码

图14所示时频栅格上的所有符号（有效子载波），包括数据子载波、离散导频和连续导频等，均由一个复伪随机序列Pc(i)进行加扰。复伪随机序列Pc(i)生成方式见式（13）：

Pc(i)212Si(i)j(12Sq(i)).......................（13） 2式中:

Si(i)——二进制伪随机序列 Sq(i)——二进制伪随机序列

Si(i)和Sq(i)由线性反馈移位寄存器产生，线性反馈移位寄存器结构见图14，对应生成多

项式为：x12x11x8x61。移位寄存器的初始值有8种不同选项，见表8。

表8 扰码移位寄存器初始值 选项 初始值 0 0000 0000 0001 1 0000 1001 0011 2 0000 0100 1100 3 0010 1011 0011 4 0111 0100 0100 5 0000 0100 1100 6 0001 0110 1101 7 0010 1011 0011

13

+Si000000000001Sq

图14 产生扰码的线性反馈移位寄存器

图14所示线性反馈移位寄存器在每个时隙开头重置，加扰通过将有效子载波上的复符号和复伪随机序列Pc(i)进行复数乘法实现，扰码方式见式（14）：

Yn(i)Xn(i)Pc(nNVi),0iNV1,0n52...............（14）

式中:

Xn(i)——加扰前第n个OFDM符号上的第i个有效子载波 Yn(i)——加扰后第n个OFDM符号上的第i个有效子载波

3、7 OFDM调制

插入导频并加扰后OFDM有效子载波Yn(i),0iNS1通过IFFT映射为OFDM符号，映射方式见式（15）：

1Sn(t)NSNS1i0Zn(i)ej2i(f)S(tTCP),0tTS,0n52...............（15）

式中:

Sn(t)——时隙中第n个OFDM符号 NS——OFDM符号子载波数

Zn(i)——第n个OFDM符号的IFFT输入信号

(f)S——OFDM符号的子载波间隔，取值为2.44140625kHz TCP——OFDM符号循环前缀长度，取值为51.2s TS——OFDM符号长度，取值为460.8s

OFDM符号子载波数NS在不同物理层带宽下的取值见式（16）：

4096, Bf8MHzNS...............................（16）

1024, B2MHzfIFFT输入信号Zn(i)与OFDM频域有效子载波Yn(i)的映射关系见式（17）和式（18）

Bf8MHz：

1i1538Yn(i1),Zn(i)Yn(i1020),2558i4095.........................（17）

0,i0或1539i2557Bf2MHz：

1i314Yn(i1),Zn(i)Yn(i396), 710i1023..........................（18）

0, i0或315i709 14

Bf8MHz和Bf2MHz时的OFDM子载波结构示意图见图15和图16。

图例：离散导频数据子载波/连续导频虚拟子载波...............20482558409501153820473077子载波（7.512MHz）4096子载波（10MHz）

图15 OFDM符号子载波结构示意图（Bf=8MHz）

图例：离散导频数据子载波/连续导频虚拟子载波...............512710102301314511629子载波（1.536MHz）1024子载波（2.5MHz）

图16 OFDM符号子载波结构示意图（Bf=2MHz）

3、8 成帧

每53个OFDM、2个同步信号和1个发射机标识信号通过保护间隔交叠（见2、4节）后组成时隙，每40个时隙连接组成物理层信号帧（见图3）。

15

3、9 调制后的射频信号及其频谱

3、9、1 射频信号

成帧的基带信号经过正交调制上变频后产生射频信号，射频信号见式（19）：

S(t)Reexp(j2fct)Frame(t)F(t)......................（19） 式中:

S(t)——射频信号 fc——载波频率

Frame(t)——成帧后的基带信号 F(t)——发射滤波器冲激响应

3、9、2频谱特性

调制后信号由相互正交的子载波构成，每个子载波的功率谱见式（20）：

sin(ffk)TUPk(f).............................（20）

(ff)TkU2式中:

fk——第k个子载波的中心频点

将所有子载波功率谱叠加后，可以得到调制信号的理论功率谱，见图17和图18。

理论OFDM信号功率谱107.512MHz0-10功率密度 (dB)-20-30-40-50-60-8-7-6-5-4-3-2-1012345678相对中心频点频率（MHz）

图17 广播信道调制信号理论功率谱（Bf=8MHz）

16

理论OFDM信号功率谱101.536MHz0-10功率密度 (dB)-20-30-40-50-2-1.5-1-0.500.511.52相对中心频点频率（MHz）

图18 广播信道调制信号理论功率谱（Bf=2MHz）

3、9、3 频谱模板

为了减小射频信号的带外功率，可以采用滤波器对射频信号进行滤波。Bf8MHz和

Bf2MHz情况下一种可能的滤波器实现方案下的信号频谱模板分别见图19和图20，图中各

点相对功率值见表9和表10。

dB00-10-20-30-40-50-60-70-80-90-100-12-10-8-6-4-20024681012dB-10-20-30-40-50-60-70-80-90-100

图19 调制信号频谱模板（Bf=8MHz）

17

dB00dB-10-10-20-20-30-30-40-40-50-50-60-60-70-70-80-80-90-90-100-100-110-110-3-2.5-2-1.5-1-0.5000.511.522.53

图20 调制信号频谱模板（Bf=2MHz）

表9 带内功率定义为0dB时频谱模板中各点相对功率值（Bf=8MHz）相对频率 相对功率等级 (MHz) (dB) -12 -90 -8 -84 -4.2 -72 -3.8 -37 3.8 -37 4.2 -72 8 -84 12 -90 表10 带内功率定义为0dB时频谱模板中各点相对功率值（Bf=2MHz）相对频率 相对功率等级 (MHz) (dB) -3 -108 -2 -100 -1.2 -85 -0.8 -40 0.8 -40 1.2 -85 2 -100 3 -108 18

4、 复用

4、1 概述

在移动多媒体广播的前端系统中，复用的功能是完成音频、视频、数据、电子业务指南等信息封装和排列，使其能够在移动多媒体广播信道上传送，复用在移动多媒体广播前端系统中的位置见图21。同一业务的音频基本流、视频基本流和数据流封装在同一复用子帧中。电子业务指南、用户管理等辅助信息分别封装在不同的复用子帧中，控制信息封装在专用的复用帧中。

视频编码ES音频编码ES数据复用电子业务指南信道处理用户管理控制信息

图21复用在移动多媒体广播前端系统中的位置

4、2复用帧结构

多个复用帧构成一个广播信道帧，其关系见图22。

复用子帧1复用子帧2复用子帧n复用帧头复用帧净荷填充复用帧0控制信息复用帧1业务数据广播信道帧k复用帧n业务数据n<40复用帧0控制信息广播信道帧k+1 图22复用帧与广播信道帧关系

一个复用帧由复用帧头、复用帧净荷和填充组成，见图23。每个复用帧由MF_ID唯一标识，MF_ID取值范围为0～39，其中MF_ID == 0的复用帧用于承载控制信息，其它的复用帧用于承载业务。填充部分使用0xFF填充。

复用子帧由子帧头、视频段、音频段和数据段组成，见图24。

19

复用帧复用帧头复用帧净荷填充

图23 复用帧结构

《复用》标准有以下特点：能完全匹配广播信道传输技术的时隙结构，支持终端省电。；具有很好的应用灵活性与可扩展性，可以承载音视频码流，并支持灵活的数据业务；将关键的业务辅助信息和信道调度控制信息放置在专用的高保护率信道中传输，能够很好适应无线传输的恶劣环境；提供容错设计。

除了上述介绍的已经颁布的两个标准外，整个CMMB移动多媒体广播标准体系归纳如下： *《总体技术规范》 *《视频》 *《音频》 *《复用》

*《电子业务指南》 *《双向业务信令》 *《数据业务广播协议》 *《互联网协议应用指南》

*《广播信道编码、调制和帧结构》 *《分发信道编码、调制和帧结构》 *《回传信道传输协议》

*《卫星地球站发射系统技术要求》 *《地面增补转发系统及网络监控协议》 *《地面发射系统及网络监控协议》 *《网络监控系统技术要求》 *《紧急广播》

*《交通信息和导航》 *《电子邮件》 *《卫星技术要求》 *《加密和授权》 *《用户管理》 *《计费管理》 *《用户服务体系》

*《用户漫游区域间信令》 *《终端功能、性能和配置》 *《终端参考设计和接口》 *《终端软件应用编程接口》

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复用子帧子帧头视频段音频段数据段起始视音数扩起视视音音数头播频频据展始频频频频据长放段段区保播段流段流段保扩CRC度时段间指指指指留放长总长总长留展区指示示示示时间度数度数度示81111133221321321332视频流视频流音频流音频流1参数m参数1参数n参数集集集集8～728～728～568～56视频算视频码图像显分辨率帧频指法类型率指示示指示指示示保留扩展311111视频码图像显图像显图像显视频水视频垂率示示纵示优先保留平分辨直分辨帧频保留横坐标坐标级率率166635101044音频算音频码音频采音频流法类型率指示样率指描述指保留扩展示示41111音频码率保留音频采音频流样率描述146424图24 复用子帧示意图

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5、关于LDPC码的基础知识

5、1、概述

数据在传输过程中可能因为传输媒介的可靠度不佳或外在因素的干扰而遭到破坏，纠错编码的作用就是尽可能还原这些遭到破坏的数据。纠错编码常应用于有线通信、无线通讯及许多保存媒体系统中。LDPC码能以较低的功率发送信号，使之可在远程正确接收到。 LDPC(Low Density Parity Check)码是麻省理工学院博士Gallager于1962年提出的一种具有稀疏校验矩阵的分组纠错码。但由于当时VLSI（超大规模集成电路技术）尚未成熟，难以逾越的复杂程度将其束之高阁，逐渐被人淡忘，九十年代末，受Turbo码成功的启示，LDPC技术的价值被重新挖掘，成为当前编码领域的热点之一。目前该技术已得到国际上的广泛重视，今后将在通信中得到广泛应用，尤其是在质量较差的信道环境如移动通信、卫星通信等领域。

LDPC码的特点是：性能优于Turbo码，具有较大的灵活性和较低的差错平底特性(error floors)；逼近香农限的性能，描述简单，对严格理论分析具有可验证性；译码复杂度低于turbo码，且可实现完全的并行操作，硬件复杂底低，因而适合硬件实现；吞吐量大，极具高速译码潜力。

采用了LDPC码不仅能高速化与延长传送距离，对于恶劣传输途径也可将位错误率降低到实用水平。LDPC码的错误修正能力理论上可以接近“香农限”。

在编码长度n很大的情况下，LDPC码是目前既存纠错编码中编码增益最高的一种方式。 编码增益可以作为评估纠错编码性能表现的基准之一。数据经过编码后比未编码前可以用较小的功率来发送而达到相同的位错误率(BER)，其间功率的差值就是编码增益。

LDPC码可以让量子口令的通信在S/N比极端恶劣的传输环境下实现错误修正能力。三菱电机的实验结果显示，当编码长度n等于一万个位时，编码率等于0.1，位错误率从尚未订正前的0.12到修正后的10-10。若编码长度n等于两万个位，编码率等于0.1，位错误率可以从尚未订正前的0.12到修正后不会检测出错误的出色结果。 LDPC码专利已经过期，可以使用而不必付费。

5、2 性能

当ＢＥＲ是１０－5时，非编码传输下Ｅb/Ｎ0与香农极限相差９．４ｄＢ。当采用卷积编码时，Ｅb/Ｎ0可以获得相对于非编码传输来说５．７ｄＢ的增益。２０世纪６０年代发明的二进制卷积编码配合序贯译码，可以使Ｅb/Ｎ0与香农极限仅差３ｄＢ。将ＲＳ码与卷积码级联当ＢＥＲ为１０－５时，这种系统的性能与香农极限大概相差２．３ｄＢ。

对于Ｔｕｒｂｏ码来说，如果采用恰当的交织器，就可以非常地贴近极限。１９９３年设计的第一种Ｔｕｒｂｏ码，当ＢＥＲ为１０－５时，Ｅb/Ｎ0与极限大概相差０．５ｄＢ。现在一个码块长度为１０７、速率为1/2的ＬＤＰＣ码字，在ＢＥＲ为１０－６的情况下，与香农极限仅相差０．０４ｄＢ。

5、3 基本原理

LDPC码可以用奇偶校验矩阵H来表示，和所有的线性分组码一样，域F上的N，K维的编码C可用（N-K）*N的校验矩阵H来描述： C（H）：={X ∈Fｎ∶H·XT =0}

由于LDPC码是分组码，任何合法的码字X与H的乘积为零。

H是通过一定的构造方法如比特填充算法来构造的非常稀疏的校验阵。正是这种稀疏行，才

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能实现低复杂度的编译码。同时也可以用二分图来表示，一个二分图是一个包括两个顶点集合的图，分别是信息节点集合和校验节点集合，若某个校验约束方程中出现了某个码字比特，则在相应的信息节点和校验节点之间出现了连边，也对应着相应的H阵中的1。一个二进制向量（ｃ1，ｃ2，„cＮ），只有当每校验节点的所有邻居节点之和满足mod2为0，它才是一个码字。

信源输出信息（ｕ1，ｕ2，„ｕｋ）通过生成矩阵G编码生成（ｃ1，ｃ2，„ｃＮ）码字，再通过映射调制为（X1，X2，„XＮ）送入信道后，信道输出为（ｙ1，ｙ2，„ｙＮ），再通过解调和LDPC译码器译码为（u1，u2，„uｋ）。

LDPC码利用校验矩阵行与列所对应的校验节点与比特节点的约束关系进行迭代译码。在 每次迭代中，首先利用比特节点的约束关系进行迭代译码，各比特节点的输入为接收序列对应的对数似然值以及相关校验节点上在上一次迭代的输出；然后，比特节点的输出通过“连结线”送到相应的节点，再利用校验节点的约束关系进行译码。这种译码方法充分利用了LDPC校验矩阵的超稀疏特性，以高度并行算法实现了长码长、低延时的LDPC译码。 图25 所示是LDPC码的网格机构图。

图25 LDPC码的网格机构图

6、CMMB和其他系统的比较

中国移动多媒体广播系统与其他系统的主要特点比较如表11所示。

表11 中国移动多媒体广播系统与其他系统比较 带宽 调制技术 信道编码 最大传输速率 交织深度 物理层频道切换时间 系统理论性能（Eb/N0）

DVB-H 6-8MHz 4K OFDM RS+卷积码 12Mbps(8MHz) <0.25s 5s 4.5dB MediaFLO 6MHz 4K OFDM RS+Turbo 11 Mbps 0.75s 1-2s 2.0dB T-DMB 2 MHz 1K OFDM RS+卷积码 1.5 Mbps 0.25s 1.5s 4.5dB 日韩S-DMB 25 MHz CDM RS+卷积码 7 Mbps 3.5s 5s 4.5dB CMMB 8 MHz /2 MHz 4k/1k OFDM RS+LDPC 16Mbps/3.2 Mbps 1s 1-2s 2.0dB 23

7、应用与评价

CMMB系统主要通过S波段大功率直播卫星覆盖全国，同时，利用同频工作的地面增补转发器补充覆盖盲区。为了实现交互，利用地面无线移动通信网络构建回传通道。图25所示是CMMB系统的构成示意图。

图25 CMMB系统的构成示意图

CMMB系统使用2635MHz-2660MHz共25MHz宽的频谱，可以放置3个带宽为8MHz的信道。如图26所示。

图26 使用频谱与频道分配

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CMMB系统目前还没有现成的网络，但是，它的技术要求相对于通信系统网络建设要低很多，况且我国广电系统现有的基础设施网络可以为CMMB所用。我国广电系统已规划在 2008年奥运会前实现手机电视商用。

据称，对于实现幅员辽阔的中国大面积地面覆盖来说，如果使用基于DAB的T-DMB技术系统的话，一方面旷日持久，另一方面将花费可观的资金，需要多达800-900亿元人民币。而使用卫星进行全国的覆盖，需要补充覆盖的盲点只占国土总面积的5%，网络建设的成本可以降至100-200亿元，这种卫星加地面的建网方式，只有采用单纯地面建网方式投资的1/4，网络运营维护费也只有纯地面方式的1/3。

我国移动多媒体广播的基本政策是，采用S波段大功率卫星与地面同频增补网络相结合的技术体制，实现全国天地一体覆盖、全国漫游。传输技术采用StiMi（ 卫星地面交互多媒体）技术。STiMi传输技术是CMMB的核心部分，但不是CMMB(中国移动数字多媒体广播)体系的全部。我国的CMMB标准体系还包括视频、音频、信道传输、协议等很多部分。

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